微軟AR/VR專利提出使用時間復用諧振驅動產生雙極性電源

（映維網Nweon 2023年07月05日）XR頭戴裝置的臉部追蹤方案可用於感知使用者皮膚的微小動作。在一個範例方案中，頭顯可配備位於不同位置的多個感測天線的電路。天線訊號可以饋入LC諧振電路，並由LC驅動器驅動至諧振。 LC諧振電路的輸出可以饋入感測放大器，為類比數位轉換器ADC提供適當的訊號，而ADC則可將感測訊號轉換成數位域進行進一步處理。

但與便攜式設備中的典型電池相比，LC諧振驅動電路的傳統實現可能需要相對較高的電源水平。因為LC諧振電路的感測訊號的幅度應盡可能大，以最大限度地提高在類比數位轉換過程中可能實現的整體動態範圍和解析度。

另外，由於電感器在電路中是體積龐大的元件，所以應該減少在整個系統中使用的元件總數，從而實現緊湊的形狀參數。

為了進一步優化，微軟在名為」Time-multiplexing resonant drive scheme to generate dual polarity supplies「的專利申請中提出，可以使用時間復用諧振驅動方案來產生雙極性電源。

LC諧振驅動電路不需要一直運行，只需要在特定工作模式下運作即可。例如，在射頻人臉偵測方案中，當感測器獲取感測訊號時，LC諧振驅動電路可以在一個時間段內被激活，然後在另一個時間段內，電感器可以重複用於雙極性電源的產生，從而採用電感器的時間復用方案。時間復用方案有助於共享與半橋諧振器相同的電路模組。

傳統的LC諧振驅動電路用於感測器解決方案需要更高的電源電壓，因為被感測訊號的幅度應該盡可能大，以實現更高的解析度。所以，微軟認為時間復用諧振驅動方案產生雙極性電源可能是實現所述感測器的最佳途徑之一。

圖1顯示的第一系統100採用時間復用諧振驅動方案在LC諧振電路中產生雙極性電源，並可用於射頻臉部偵測應用。如圖所示，系統100包括電池110、直流源112、第一電容電路120、第二電容電路122、第三電容電路124、電感電路130、第一二極體電路140、第二二極體電路142、天線150、感測電容器152、多工器MUX 160、驅動電路170及控制器電路180。天線150可以定位於穿戴式MR設備的各種位置，例如可穿戴框架190。

電池110耦合在節點N9和節點NO之間，為節點N9的VM提供對應的電池電壓。直流源112耦合在節點N6和節點NO之間，並在節點N6處提供電壓VCC。第一電容電路120耦合在節點N1和節點NO之間，指定為C1。第二電容電路122耦合在節點N2和節點NO之間，設為C2。第三電容電路124耦合在節點N9和節點NO之間，指定為C3。

電感電路130耦合在節點N3和節點N4之間，命名為l。第一個二極體電路140耦合在節點N3和節點N1之間，命名為D1。第二二極體電路142在節點N2和節點N3之間耦合，命名為D2。天線150耦合到節點N5，並具有對應於感測電容器152的特徵電容。

感應電容152耦合在節點N5和節點NO之間，指定為CS。 MUX 160包括節點N3處的輸入端口，節點N5處的第一輸出端口，節點N6處的第二輸出端口，節點NO處的第三輸出端口，節點N1處的第一個電源端口，節點N2處的第二電源連接埠和節點N7處的控制埠。

驅動電路170包含節點N4的輸出埠、節點N9的第一電源埠、節點NO的第二電源埠、節點N8的控制埠。控制器電路180包括節點N1處的第一輸入埠、節點N2處的第二輸入埠、節點N3處的第三輸入埠、節點N7處的第一輸出埠、節點N8處的第二輸出埠及節點N10處的第三輸出埠。

MUX 160與驅動電路170一起工作，有效地將節點N3處的電感電路130的充放電時間復用到節點N7處的天線150、節點N6處的直流電源112或節點NO處的電路地。

檢測電容器152表示為具有可變電容值CS的電容器，其耦合在節點N5和節點NO之間。儘管顯示為實體電容組件，但感測電容152對應於天線150的特性電容。由於天線物理上位於穿戴式框架900，因此天線的實際電容值將根據與使用者皮膚的接近程度而變化。

電感電路130有效地串聯耦合在驅動電路170的輸出和天線150之間。從節點N4穿過電感電路130到偵測電容152，可以辨識出LC濾波電路。

控制器電路180可以實現為微控制器單元MCU。可透過軟體或韌體指令配置MCU，並根據時分複用方案控制電路100的操作。所述方案包括三種基本模式:正方向充電（第一模式）、負方向充電（第二模式）和將天線作為臉部運動偵測的感測器操作（第三模式）。

在第一模式中，控制器電路180透過第二控制訊號SW_CTL2啟動驅動電路170的第一配置。第二控制訊號將節點N4耦合到節點N9，使得節點N4有效對應於電池電壓VM。

同樣在這個第一模式，控制器電路180脈衝透過第一控制訊號SW_CTL1調變MUX 160的第一開關配置，所述開關透過MUX 160中的第三開關電路選擇性地將節點N3耦合到節點NO。在脈衝高週期，節點N3耦合到節點NO的電路接地，使得從節點N4到節點N3的電感電路130向正方向充電。

在脈衝低週期，節點N3與節點NO解耦，並且來自電感電路130的儲存電流流過第一二極體電路140，將電荷傳遞給第一電容器電路120 (C1)。隨著時間的推移，重複脈衝將導致第一個電容電路120 (C1)上的電荷積累，足以在節點N1處產生正電源電壓VDD。

在第二模式期間，控制器電路180透過第二控制訊號SW_CTL2啟動驅動電路170的第二驅動配置。控制訊號將節點N4耦合到節點NO，使得節點N4有效對應電路地。

另外，在第二模式中，控制器電路180透過第一控制訊號SW_CTL1脈衝調變用於MUX 160的第二開關配置，而所述開關透過MUX 160中的第二開關電路選擇性地將節點N3耦合到節點N6。在脈衝高週期，節點N3耦合到節點N6處的直流電源112，使得電感電路130從節點N3到節點N4負方向充電。

在脈衝的低週期，節點N3與節點N6解耦，並且來自電感電路130的儲存電流流過第二二極體電路140，向第二電容器電路122 (C2)提供電荷。隨著時間的推移，重複脈衝將導致第二電容電路122 (C2)上的電荷積累，足以在節點N2處產生負電源電壓VSS。

在第三種模式中，控制器電路180透過第一控制訊號SW_CTL1為MUX 160選擇第三種開關配置。所述開關透過MUX 160中的第一開關電路開關將節點N3耦合到節點N5。

同樣在第三模式中，控制器電路180透過第二控制訊號SW_CTL2選擇性地啟動驅動電路170。第二控制訊號脈衝調變節點N9與節點NO之間的節點N4耦合。在這第三種模式中，電感電路130耦合到天線150及其特性檢測電容152 (CS)，形成LC諧振電路。

透過脈衝調變節點N4在節點N9和節點NO之間的耦合，激勵LC諧振電路在節點N3處產生可觀測到的振盪訊號，並可用於人臉追蹤。先前在第一和第二模式下產生的雙電源電壓（VDD, VSS）用於操作各種電路，而LC諧振電路在第三模式下激發。基於LC濾波器的高Q諧振特性，暫態響應將對應於節點N3處的交流訊號。

控制器電路180可以配置為捕獲來自節點N3的感測訊號，然後可以將其作為節點N10的數位訊號提供給其他系統以進行進一步處理。由於LC濾波器的高Q特性，感測訊號可能具有顯著的峰值到峰值電壓。因此，在被控制器電路180評估之前，可能需要額外的電路來按比例減少訊號大小。

圖1說明了一種雙重用途的電感配置，既用於產生直流電壓電源，又用於用於射頻面部運動檢測的DC- AC轉換器，這適用於使用電池供電的便攜式系統。

微軟指出，所提出的系統包括具有高品質因子的LC濾波器(或諧振器)，其中LC濾波器使用串聯電感電路與由用戶的感測天線和臉部皮膚形成的感測電容器相結合。所述LC濾波器配置為以射頻臉部追蹤系統的諧振頻率放大交流電源的交流電壓。

所述方案的一個重要面向是臉部追蹤系統受益於降低電路複雜度。

LC濾波器的諧振頻率會隨著天線感應電容的變化而變化，感應電容會隨著相對於天線位置的臉部運動而改變。對於給定的固定輸入頻率，LC濾波器輸出訊號的增益和相位將隨著偵測到的電容變化而變化。由於LC濾波器諧振頻率處的峰值增益和高Q，可以用相對較小的輸入訊號實現非常大的輸出訊號。

圖2顯示的第二系統200採用時間復用諧振驅動方案在LC諧振電路中產生雙極性電源，並可用於射頻臉部偵測應用。如圖所示，系統200包括電池110、直流源112、第一電容電路120、第二電容電路122、第三電容電路124、電感電路130、第一二極體電路140、第二二極體電路142、多工器MUX 160、驅動電路170和控制器電路180。

與圖1相比，圖2的系統包括兩個比較器CP1和CP2，以及三個分壓器或標度電路（212、214和216）。第一分壓器電路212包含在節點N1和節點NO之間串聯耦合的兩個電阻R1、R2，第一分壓器電路的輸出對應於節點N21。

第一比較器CP1包含耦合到節點N21的反相輸入(−)、耦合到節點N22的非反相輸入( )和耦合到節點N23的輸出。第二分壓器電路214包含在節點N2和節點NO之間串聯耦合的兩個電阻器R3、R4，第二分壓電路的輸出對應於節點N24。

第二比較器CP2包括耦合到節點N24的反相輸入(−)、耦合到節點N25的非反相輸入( )和耦合到節點N26的輸出。第三分壓器電路216包含在節點N3和節點NO之間串聯耦合的兩個電阻R5、R6，第二分壓電路的輸出對應於節點N27。

上述分壓器電路配置為將來自輸入節點中的相應節點之一的電壓降至用於進一步處理的合適水平。例如，由電阻R1和R2組成的第一分壓器電路檢測節點N1的電壓，並產生節點N21檢測到的電壓的縮放版本。

同樣，由電阻R3和R4組成的第二分壓器電路檢測節點N2處的電壓，並產生節點N24處被檢測電壓的縮放版本;而由電阻器R5和R6組成的第三分壓器電路則對節點N3的電壓進行感測，並產生節點N27感測電壓的縮放版本。

比較器CP1和CP2配置為在其輸入端的相應電壓達到目標電壓時檢測。例如，配置第一比較器CP1，將節點N21的感測電壓與第一參考電壓REFH進行比較，並在節點N23產生訊號。

類似地，配置第二比較器CP2，將節點N24的感測電壓與第二個參考電壓REFL進行比較，並在節點N26產生訊號。

控制器電路180使用來自節點N23和N26的訊號作為輸入來控制電感電路130的充電時間和占空比。

第三分壓器電路216的輸出顯示為在節點N27處耦合到控制器電路180的輸入。這個輸入對應於節點N3的感測電壓的縮放版本。在工作上，節點N3處的電壓可以表示LC諧振電路的響應，如圖1所示的由電感130和感測電容152組成的LC諧振電路。在節點N27處測量的LC諧振電路的響應可以透過控制器電路180中的ADC 184轉換為數位值。

驅動電路170的詳細實現同樣在圖2中示出，其包括邏輯塊172、閘極驅動塊174、場效應管M1和場效應管M2。邏輯塊172包括耦合到節點N8的輸入埠和耦合到閘極驅動器塊174的一對輸出。閘極驅動器塊177包括耦合到FET M1閘極的第一輸出(VGH)和耦合到FET M2閘極的第二輸出(VGL)。

FET M1同時包含耦合到節點N9的汲極和耦合到節點N4的源極。 FET M2同時包含耦合到節點N4的汲極和耦合到節點NO的源極。操作上，節點N8處的訊號可以表示單一控制訊號或多個控制訊號，其透過驅動電路170控制電感的充電的定時和占空比。

圖3示出了用於範例時間復用諧振驅動方案的瞬態響應，例如用於FIGS的範例係統。圖3包括雙電源（VDD, VSS）的電壓波形，驅動電路170的高低閘控制訊號（VGH, VGL），多工電路160的第一和第二開關控制訊號，以及電感電路130中流動的電流的電流波形。

圖4A顯示在LC諧振電路中產生雙極性電源的第三例時間復用諧振驅動方案的操作的第一部分。

圖4B顯示在LC諧振電路中產生雙極性電源的第三例時間復用諧振驅動方案的操作的第二部分。

圖2、4A和4B表示為第一場效應管和第二場效應管包含n型場效電晶體。雙極性電源（VDD, VSS）可以透過驅動電路170作為半橋諧振器的操作產生，兩個開關透過多工器的操作連接到直流電壓源和接地。

最初，電容器C1或C2可能沒有儲存電荷，因此節點N1和N2上的電源電壓VDD和VSS可能不符合要求。比較器CP1透過節點N21的第一分壓器(R1, R2)的輸出將節點N1的電壓與正參考電壓REFH進行比較，並在節點N23產生比較器輸出。

比較器CP2(透過節點N24的第二個分壓器(R3, R4)的輸出將節點N2的電壓與負參考電壓REFL進行比較，並在節點N26產生比較器輸出。

控制器電路180對節點N23和N26的電壓進行評估，判斷電壓是否不在期望值，並產生一個或多個控制訊號，以啟動電源的充電過程。

如圖4A所示，當節點N1處的電源VDD過低時，半橋諧振器的高側FET M2激活(如VGH高)，而低側FET M2被去激活，從而產生正電源。然後用控制訊號將開關電路464製到將電感電路130的節點N3耦合到節點NO的電路地。

當開關電路464處於閉合狀態時，電流從電池VM經由驅動電路流入節點N4處的電感電路130，節點N3透過開關電路464耦合到節點NO的電路地，電感電路130有效地正向儲存電流。

當開關電路464處於開路狀態時，電感電路130電流中儲存的能量通過二極體電路D1流向節點N1，在節點N1中電容C1儲存電荷並相應提高電源電壓VDD。在這種調變的多個週期內，正電源VDD的值將增加，直到達到所需的正電壓水平，比較器CP1將跳閘以通知控制器電路180達到所需的水平。一旦正電源VDD達到所需值，驅動電路170的高側開關FET M1被控制器電路180停用。

如圖4B所示，當節點N2處的電源VSS過高時，半橋諧振器的低側FET M2激活，而高側FET M1被去激活，從而產生負電源。然後用控制訊號將開關電路462調變到電感電路130的節點N3到節點N6或VCC的直流源。

當開關電路462處於閉合狀態時，電流從節點N6的直流源VCC流過節點N3的電感電路130，其中節點N4透過驅動電路170耦合到節點NO的電路地，電感電路130有效地反向儲存電流。

當開關電路462處於開路狀態時，電感電路130中的儲存電流從地節點NO流過，經由電容器C2和二極體電路D1到達節點N3。在節點N3中，電感的能量轉移到電容器C2，進而降低電源電壓VSS。

在此調變的多個週期內，負電源VSS的值將降低，直到達到所需的負電壓供應水平，比較器CP2將跳閘以通知控制器電路180已達到所需的水平。一旦負電源VSS處於所需值，驅動電路170的低側開關FET M2被控制器電路180停用。

相關專利：Microsoft Patent | Time-multiplexing resonant drive scheme to generate dual polarity supplies

名為」Time-multiplexing resonant drive scheme to generate dual polarity supplies「的微軟專利申請最初在2021年12月提交，並在日前由美國專利商標局公佈。

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