Microsoft AR/VR 특허에서는 양극성 전원 공급 장치를 생성하기 위해 시간 다중 공진 드라이브를 사용할 것을 제안합니다.

(2023년 7월 5일 신규) XR 헤드셋의 얼굴 추적 솔루션을 사용하면 사용자 피부의 작은 움직임을 감지할 수 있습니다. 하나의 예시적인 솔루션에서, 헤드셋에는 서로 다른 위치에 위치한 다중 감지 안테나용 회로가 장착될 수 있습니다. 안테나 신호는 LC 공진 회로에 공급되어 LC 드라이버에 의해 공진되도록 구동될 수 있습니다. LC 공진 회로의 출력은 감지 증폭기에 공급되어 아날로그-디지털 변환기 ADC에 적합한 신호를 제공할 수 있으며, ADC는 추가 처리를 위해 감지된 신호를 디지털 영역으로 변환할 수 있습니다.

그러나 기존의 LC 공진 구동 회로 구현에는 휴대용 장치의 일반적인 배터리에 비해 상대적으로 높은 전력 수준이 필요할 수 있습니다. 왜냐하면 아날로그-디지털 변환 과정에서 가능한 전체 동적 범위와 분해능을 최대화하려면 LC 공진 회로의 감지 신호 진폭이 최대한 커야 하기 때문입니다.

또한 인덕터는 회로에서 부피가 큰 부품이기 때문에 컴팩트한 폼팩터를 구현하려면 전체 시스템에 사용되는 부품의 총 개수를 줄여야 합니다.

더욱 최적화하기 위해 Microsoft는 "이중 극성 공급 장치를 생성하는 시간 다중화 공진 구동 방식"이라는 특허 출원에서 시간 다중화 공진 구동 방식을 사용하여 양극성 전원 공급 장치를 생성할 수 있음을 제안했습니다.

LC 공진 구동 회로는 항상 실행될 필요는 없으며 특정 작업 모드에서만 실행하면 됩니다. 예를 들어, RF 얼굴 감지 방식에서 센서가 감지 신호를 획득하면 한 기간 동안 LC 공진 구동 회로가 활성화되고 다른 기간에 인덕터를 생성된 바이폴라 전원에 재사용할 수 있습니다. , 이에 따라 인덕터의 시간 다중화 방식을 사용합니다. 시간 다중화 방식은 하프브리지 공진기와 동일한 회로 모듈을 공유하는 데 도움이 됩니다.

센서 솔루션을 위한 기존 LC 공진 구동 회로는 더 높은 분해능을 달성하려면 감지된 신호의 진폭이 최대한 커야 하므로 더 높은 공급 전압이 필요합니다. 따라서 Microsoft는 양극성 전원 공급 장치를 생성하는 시간 다중 공진 구동 방식이 센서를 구현하는 가장 좋은 방법 중 하나일 수 있다고 믿습니다.

그림 1에 표시된 첫 번째 시스템 100은 시간 다중화 공진 구동 방식을 사용하여 LC 공진 회로에서 양극 전력을 생성하고 RF 얼굴 감지 애플리케이션에 사용될 수 있습니다. 도면에 도시된 바와 같이, 시스템(100)은 배터리(110), DC 소스(112), 제1 커패시터 회로(120), 제2 커패시터 회로(122), 제3 커패시터 회로(124), 인덕터 회로(130), 제1 다이오드 회로(140) 및 제2 다이오드: 회로(142), 안테나(150), 감지 커패시터(152), 멀티플렉서 MUX(160), 드라이버 회로(170) 및 컨트롤러 회로(180). 안테나(150)는 착용형 프레임(190)과 같은 착용형 MR 장치 상의 다양한 위치에 위치될 수 있다.

배터리 110은 노드 N9와 노드 NO 사이에 연결되어 노드 N9의 VM에 해당 배터리 전압을 제공합니다. DC 소스(112)는 노드 N6과 노드 NO 사이에 결합되고 노드 N6에 전압 VCC를 제공한다. 제1 용량성 회로(120)는 C1으로 지정된 노드 N1과 노드 NO 사이에 연결된다. 제2 커패시터 회로(122)는 노드 N2와 C2로 설정된 노드 NO 사이에 연결된다. 제3 용량성 회로(124)는 C3으로 지정된 노드 N9와 노드 NO 사이에 연결된다.

유도 회로(130)는 노드 N3과 노드 N4(1) 사이에 결합됩니다. 제1 다이오드 회로(140)는 노드 N3과 노드 N1 사이에 연결되고 D1로 지정된다. 제2 다이오드 회로(142)는 노드 N2와 노드 N3(D2로 지정됨) 사이에 연결된다. 안테나(150)는 노드 N5에 연결되고 감지 커패시터(152)에 대응하는 특성 커패시턴스를 갖는다.

유도성 커패시터(152)는 CS로 지정된 노드 N5와 노드 NO 사이에 결합됩니다. MUX(160)는 노드 N3의 입력 포트, 노드 N5의 제1 출력 포트, 노드 N6의 제2 출력 포트, 노드 NO의 제3 출력 포트, 노드 N1의 제1 전원 포트, 노드 N2의 제1 전원 포트를 포함합니다. 노드 N7의 전원 포트 및 제어 포트.

구동 회로(170)는 노드 N4의 출력 포트, 노드 N9의 제1 전원 포트, 노드 NO의 제2 전원 포트 및 노드 N8의 제어 포트를 포함한다. 제어기 회로(180)는 노드 N1의 제1 입력 포트, 노드 N2의 제2 입력 포트, 노드 N3의 제3 입력 포트, 노드 N7의 제1 출력 포트, 노드 N8의 제2 출력 포트 및 노드의 제3 출력 포트를 포함합니다. N10.

MUX 160은 구동 회로(170)와 함께 작동하여 노드 N3의 인덕터 회로(130)의 충전 및 방전 시간을 노드 N7의 안테나(150), 노드 N6의 DC 전원 공급 장치(112) 또는 노드 NO의 회로 접지까지 효과적으로 다중화합니다. .

감지 커패시터(152)는 가변 커패시턴스 값 CS를 갖는 커패시터로 표시되며 노드 N5와 노드 NO 사이에 연결됩니다. 물리적 용량성 구성요소로 도시되어 있지만, 감지 용량(152)은 안테나(150)의 특성 용량에 대응한다. 안테나는 착용형 프레임(900)에 물리적으로 위치하므로 안테나의 실제 정전용량 값은 사용자 피부에 대한 근접성에 따라 달라질 수 있습니다.

유도 회로(130)는 드라이버 회로(170)의 출력과 안테나(150) 사이에 직렬로 효과적으로 결합됩니다. 노드 N4로부터 인덕터 회로(130)를 거쳐 감지 커패시터(152)까지, LC 필터 회로가 식별될 수 있다.

컨트롤러 회로(180)는 마이크로컨트롤러 유닛 MCU로 구현될 수 있다. MCU는 소프트웨어 또는 펌웨어 명령을 통해 구성될 수 있으며 시분할 다중화 방식에 따라 회로(100)의 동작을 제어합니다. 솔루션에는 양의 방향 충전(첫 번째 모드), 음의 방향 충전(두 번째 모드), 안테나를 얼굴 동작 감지용 센서로 작동(세 번째 모드)의 세 가지 기본 모드가 포함됩니다.

제1 모드에서, 컨트롤러 회로(180)는 제2 제어 신호(SW_CTL2)를 통해 구동 회로(170)의 제1 구성을 활성화한다. 제2 제어 신호는 노드 N4가 배터리 전압 VM에 효과적으로 대응하도록 노드 N4를 노드 N9에 연결합니다.

또한 이 첫 번째 모드에서, 컨트롤러 회로(180)는 MUX(160 NO)의 세 번째 스위치 회로를 통해 노드 N3을 노드에 선택적으로 연결하는 MUX(160)의 첫 번째 스위치 구성을 변조하기 위해 첫 번째 제어 신호 SW_CTL1을 펄스합니다. 펄스 하이 기간 동안, 노드 N3과 노드 NO를 연결하는 회로는 접지되어, 노드 N4에서 노드 N3까지 인덕터 회로(130)가 양의 방향으로 충전되게 한다.

펄스 로우 기간 동안 노드 N3은 노드 NO에서 분리되고, 인덕터 회로(130)로부터의 저장 전류는 제1 다이오드 회로(140)를 통해 흘러 전하를 제1 커패시터 회로(120)(C1)로 전달한다. 시간이 지남에 따라, 반복되는 펄스는 노드 N1에서 양의 공급 전압 VDD를 생성하기에 충분한 제1 커패시터 회로(120(C1))에 전하가 축적되게 할 것입니다.

제2 모드 동안, 컨트롤러 회로(180)는 제2 제어 신호(SW_CTL2)를 통해 구동 회로(170)의 제2 구동 구성을 활성화한다. 제어 신호는 노드 N4가 회로 접지에 효과적으로 대응하도록 노드 N4를 노드 NO에 연결합니다.

또한, 제2 모드에서 컨트롤러 회로(180)는 제1 제어 신호 SW_CTL1을 통해 MUX(160)에 대한 제2 스위치 구성을 펄스 변조하고, 스위치는 MUX(160)의 제2 스위치 회로를 통해 노드 N3을 선택적으로 스위칭하는 노드에 결합된다 N6. 펄스 하이 기간 동안, 노드 N3은 노드 N6에서 DC 소스(112)에 결합되어 인덕터 회로(130)가 노드 N3에서 노드 N4까지 음의 방향으로 충전되게 한다.

펄스의 로우 기간 동안 노드 N3은 노드 N6에서 분리되고 인덕터 회로(130)의 저장 전류는 제2 다이오드 회로(140)를 통해 흘러 제2 커패시터 회로(122)에 전하를 제공합니다(C2). 시간이 지남에 따라, 반복적인 펄스는 노드 N2에서 음의 공급 전압 VSS를 생성하기에 충분한 제2 커패시터 회로(122)(C2)에 전하의 축적을 야기할 것입니다.

제3 모드에서, 컨트롤러 회로(180)는 제1 제어 신호(SW_CTL1)를 통해 MUX(160)에 대한 제3 스위치 구성을 선택한다. 스위치는 MUX(160)의 제1 스위치 회로 스위치를 통해 노드 N3을 노드 N5에 연결합니다.

또한, 제3 모드에서도 제어 회로(180)는 제2 제어 신호(SW_CTL2)를 통해 구동 회로(170)를 선택적으로 활성화한다. 제2 제어 신호는 노드 N9와 노드 NO 사이에 결합된 변조 노드 N4에 펄스를 공급합니다. 이 제3 모드에서, 유도성 회로(130)는 안테나(150) 및 그 특성 감지 커패시터(152)(CS)에 결합되어 LC 공진 회로를 형성한다.

노드 N9와 노드 NO 사이의 노드 N4의 결합을 펄스 변조함으로써 LC 공진 회로는 얼굴 추적에 사용할 수 있는 노드 N3에서 관찰 가능한 진동 신호를 생성하도록 자극됩니다. 앞서 1차 모드와 2차 모드에서 생성된 이중 공급전압(VDD, VSS)을 이용해 다양한 회로를 구동하고, 3차 모드에서는 LC 공진회로가 여기된다. LC 필터의 높은 Q 공진 특성을 기반으로 과도 응답은 노드 N3의 AC 신호에 해당합니다.

제어 회로(180)는 노드 N3으로부터 감지된 신호를 캡처하도록 구성될 수 있으며, 이는 이후 추가 처리를 위해 노드 N10에 디지털 신호로 다른 시스템에 제공될 수 있습니다. LC 필터의 높은 Q 특성으로 인해 감지된 신호는 상당한 피크 대 피크 전압을 가질 수 있습니다. 따라서, 제어기 회로(180)에 의해 평가되기 전에 신호 크기를 축소하기 위해 추가 회로가 필요할 수 있습니다.

그림 1은 DC 전압 공급 장치를 생성하고 RF 안면 동작 감지를 위한 DC-AC 변환기로 사용되는 이중 목적 인덕터 구성을 보여 주며, 이는 배터리 전원을 사용하는 휴대용 시스템에 적합합니다.

Microsoft는 제안된 시스템에 품질 계수가 높은 LC 필터(또는 공진기)가 포함되어 있다고 밝혔습니다. 여기서 LC 필터는 사용자의 감지 안테나와 얼굴 피부로 형성된 감지 커패시터와 결합된 직렬 유도 회로를 사용합니다. LC 필터는 무선 주파수 얼굴 추적 시스템의 공진 주파수에서 AC 전원의 AC 전압을 증폭하도록 구성됩니다.

설명된 구성표의 중요한 측면은 얼굴 추적 시스템이 회로 복잡성을 줄이는 이점을 갖는다는 것입니다.

LC 필터의 공진 주파수는 안테나 감지 커패시턴스가 변경됨에 따라 변경되며, 이는 안테나 위치에 따른 얼굴 움직임에 따라 변경됩니다. 주어진 고정 입력 주파수의 경우 LC 필터 출력 신호의 이득과 위상은 감지된 정전용량 변화에 따라 변경됩니다. LC 필터의 공진 주파수에서 피크 게인과 높은 Q로 인해 상대적으로 작은 입력 신호로 매우 큰 출력 신호를 얻을 수 있습니다.

그림 2에 표시된 두 번째 시스템 200은 시간 다중화 공진 구동 방식을 사용하여 LC 공진 회로에서 양극성 전력을 생성하고 RF 얼굴 감지 응용 분야에 사용될 수 있습니다. 도면에 도시된 바와 같이, 시스템(200)은 배터리(110), DC 소스(112), 제1 커패시터 회로(120), 제2 커패시터 회로(122), 제3 커패시터 회로(124), 인덕터 회로(130), 제1 다이오드 회로(140) 및 두 번째 다이오드: 회로 142, 멀티플렉서 MUX 160, 드라이버 회로 170 및 컨트롤러 회로 180.

그림 1과 비교하면 그림 2의 시스템에는 두 개의 비교기 CP1 및 CP2와 세 개의 전압 분배기 또는 스케일링 회로(212, 214 및 216)가 포함되어 있습니다. 제1 전압 분배 회로(212)는 노드 N1과 노드 NO 사이에 직렬로 연결된 2개의 저항 R1, R2를 포함하고, 제1 전압 분배 회로의 출력은 노드 N21에 대응한다.

제1 비교기(CP1)는 노드 N21에 연결된 반전 입력(-), 노드 N22에 연결된 비반전 입력(+), 노드 N23에 연결된 출력을 포함합니다. 제2 전압 분배기 회로(214)는 노드 N2와 노드 NO 사이에 직렬로 연결된 2개의 저항기 R3, R4를 포함하며, 제2 전압 분배기 회로의 출력은 노드 N24에 대응한다.

제2 비교기(CP2)는 노드 N24에 연결된 반전 입력(-), 노드 N25에 연결된 비반전 입력(+), 노드 N26에 연결된 출력을 포함한다. 제3 전압 분배기 회로(216)는 노드 N3과 노드 NO 사이에 직렬로 연결된 2개의 저항기 R5, R6을 포함하며, 제2 전압 분배기 회로의 출력은 노드 N27에 대응한다.

위의 전압 분배기 회로는 추가 처리를 위해 입력 노드 중 해당 노드의 전압을 적절한 수준으로 낮추도록 구성되었습니다. 예를 들어, 저항기 R1과 R2로 구성된 첫 번째 전압 분배기 회로는 노드 N1의 전압을 감지하고 노드 N21에서 감지된 전압의 스케일링된 버전을 생성합니다.

마찬가지로 저항 R3과 R4로 구성된 두 번째 전압 분배기 회로는 노드 N2의 전압을 감지하고 노드 N24에서 감지된 전압의 스케일링된 버전을 생성하는 반면 저항 R5와 R6으로 구성된 세 번째 전압 분배기 회로는 노드 N3의 전압을 생성합니다. 감지되고 노드 N27의 감지된 전압의 스케일링된 버전이 생성됩니다.

비교기 CP1 및 CP2는 입력의 해당 전압이 목표 전압에 도달하는 시기를 감지하도록 구성됩니다. 예를 들어, 제1 비교기(CP1)는 노드(N21)의 센싱 전압과 제1 기준 전압(REFH)을 비교하여 노드(N23)에 신호를 생성하도록 구성된다.

마찬가지로, 노드 N24의 센싱 전압과 제2 기준 전압 REFL을 비교하여 노드 N26에서 신호를 생성하도록 제2 비교기 CP2를 구성한다.

제어기 회로(180)는 노드 N23 및 N26의 신호를 입력으로 사용하여 인덕터 회로(130)의 충전 시간과 듀티 사이클을 제어합니다.

제3 전압 분배기 회로(216)의 출력은 노드 N27에서 컨트롤러 회로(180)의 입력에 연결된 것으로 표시됩니다. 이 입력은 노드 N3에서 감지된 전압의 스케일링된 버전에 해당합니다. 동작 시, 노드 N3의 전압은 도 1에 도시된 바와 같이 인덕터(130)와 감지 커패시터(152)로 구성된 LC 공진 회로와 같은 LC 공진 회로의 응답을 나타낼 수 있다. 노드 N27에서 측정된 LC 공진 회로의 응답은 컨트롤러 회로(180)의 ADC(184)에 의해 디지털 값으로 변환될 수 있다.

구동 회로(170)의 상세한 구현은 도 2에도 도시되어 있으며, 이는 논리 블록(172), 게이트 구동 블록(174), 전계 효과 트랜지스터(M1) 및 전계 효과 트랜지스터(M2)를 포함한다. 논리 블록(172)은 노드 N8에 연결된 입력 포트와 게이트 드라이버 블록(174)에 연결된 한 쌍의 출력을 포함한다. 게이트 드라이버 블록(177)은 FET M1의 게이트에 연결된 제1 출력(VGH) 및 FET M2의 게이트에 연결된 제2 출력(VGL)을 포함한다.

FET M1은 노드 N9에 연결된 드레인과 노드 N4에 연결된 소스를 모두 포함합니다. FET M2는 노드 N4에 연결된 드레인과 노드 NO에 연결된 소스를 모두 포함합니다. 동작상, 노드 N8의 신호는 구동 회로(170)를 통한 인덕터 충전의 타이밍 및 듀티 사이클을 제어하는 ​​단일 제어 신호 또는 다중 제어 신호를 나타낼 수 있다.

그림 3은 그림 1 및 2에 사용된 예시 시스템과 같은 예시적인 시간 다중 공진 구동 방식에 대한 과도 응답을 보여줍니다. 도 3은 듀얼 전원(VDD, VSS)의 전압 파형, 구동 회로(170)의 하이 및 로우 게이트 제어 신호(VGH, VGL), 다중화 회로(160)의 제1 및 제2 스위치 제어 신호 및 흐름을 포함한다. 인덕터 회로(130)에서 전류의 전류 파형.

그림 4A는 LC 공진 회로에서 양극성 전력을 생성하기 위한 세 번째 예시 시간 다중 공진 구동 방식의 작동 중 첫 번째 부분을 보여줍니다.

그림 4B는 LC 공진 회로에서 양극성 전력을 생성하기 위한 세 번째 예의 시간 다중 공진 구동 방식의 작동 중 두 번째 부분을 보여줍니다.

그림 2, 4A 및 4B는 n형 전계 효과 트랜지스터를 포함하는 제1 전계 효과 트랜지스터와 제2 전계 효과 트랜지스터를 나타냅니다. 바이폴라 전원(VDD, VSS)은 하프 브리지 공진기로서 드라이버 회로(170)의 작동에 의해 생성될 수 있으며, 두 개의 스위치는 멀티플렉서의 작동을 통해 DC 전압 소스 및 접지에 연결됩니다.

처음에는 커패시터 C1 또는 C2가 전하를 저장하지 않을 수 있으므로 노드 N1 및 N2의 공급 전압 VDD 및 VSS가 필요하지 않을 수 있습니다. 비교기 CP1은 노드 N21의 제1 전압 분배기(R1, R2)의 출력을 통해 노드 N1의 전압과 양의 기준 전압 REFH를 비교하여 노드 N23에 비교기 출력을 생성한다.

비교기 CP2(노드 N24의 두 번째 전압 분배기(R3, R4)의 출력을 통해 노드 N2의 전압을 음의 기준 전압 REFL과 비교하고 노드 N26에서 비교기 출력을 생성합니다.

제어 회로(180)는 노드 N23 및 N26의 전압을 평가하여 전압이 예상 값에 있지 않은지 여부를 결정하고 하나 이상의 제어 신호를 생성하여 전원 공급 장치의 충전 프로세스를 시작합니다.

그림 4A에 표시된 것처럼 노드 N1의 전원 VDD가 너무 낮은 경우 하프 브리지 공진기의 하이 측 FET M2가 활성화되는 반면(VGH가 하이인 경우) 로우 측 FET M2는 비활성화됩니다. 이로써 양극 전원 공급 장치가 생성됩니다. 그런 다음 제어 신호는 스위칭 회로(464)를 인덕터 회로(130)의 회로 접지 결합 노드 N3과 노드 NO로 제어하는 ​​데 사용됩니다.

스위치 회로(464)가 닫힌 상태에 있을 때 전류는 배터리 VM에서 구동 회로를 통해 노드 N4의 인덕터 회로(130)로 흐릅니다. 노드 N3은 스위치 회로(464)를 통해 노드 NO의 회로 접지에 연결됩니다. 인덕터 회로(130)는 순방향으로 전류를 효과적으로 저장한다.

스위치 회로(464)가 개방 회로 상태일 때, 인덕터 회로(130)의 전류에 저장된 에너지는 다이오드 회로(D1)를 통해 노드(N1)로 흐르고, 커패시터(C1)는 전하를 저장하고 이에 따라 전원 전압(VDD)을 증가시킨다. 이러한 변조의 다중 사이클에 걸쳐, 양의 공급 VDD의 값은 원하는 양의 전압 레벨에 도달할 때까지 증가할 것이고, 비교기 CP1은 원하는 레벨에 도달했음을 제어기 회로(180)에 알리기 위해 트립될 것이다. 포지티브 전원 VDD가 원하는 값에 도달하면, 드라이버 회로(170)의 하이 측 스위칭 FET M1은 컨트롤러 회로(180)에 의해 비활성화된다.

그림 4B에 표시된 것처럼 노드 N2의 전력 VSS가 너무 높으면 하프 브리지 공진기의 로우 측 FET M2가 활성화되고 하이 측 FET M1이 비활성화되어 음의 전원 공급 장치가 발생합니다. 제어 신호는 인덕터 회로(130)의 노드 N3 내지 노드 N6의 DC 소스 또는 VCC로 스위칭 회로(462)를 변조하는 데 사용된다.

스위치 회로(462)가 닫힌 상태에 있을 때 전류는 노드 N6의 DC 소스 VCC로부터 노드 N3의 인덕터 회로(130)를 통해 흐르고, 여기서 노드 N4는 구동 회로(170)를 통해 노드 NO의 회로 접지에 연결되고 인덕터 회로(130)는 효과적으로 반전됩니다. 현재.

스위치 회로(462)가 개방 상태일 ​​때, 인덕터 회로(130)의 저장 전류는 접지 노드(NO)로부터 흘러 커패시터(C2)와 다이오드 회로(D1)를 거쳐 노드(N3)에 도달한다. 노드 N3에서는 인덕터의 에너지가 커패시터 C2로 전달되어 공급 전압 VSS가 감소한다.

이 변조의 여러 사이클에 걸쳐 네거티브 공급 VSS의 값은 필요한 네거티브 전압 공급 레벨에 도달할 때까지 감소하고 비교기 CP2는 필요한 레벨에 도달했음을 컨트롤러 회로 180에 알리기 위해 트립됩니다. 네거티브 공급 VSS가 원하는 값에 도달하면, 드라이버 회로(170)의 로우 측 스위칭 FET M2는 컨트롤러 회로(180)에 의해 비활성화된다.

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"이중 극성 전원을 생성하기 위한 시간 다중화 공진 구동 방식"이라는 제목의 Microsoft 특허 출원은 원래 2021년 12월에 제출되었으며 최근 미국 특허청에 게시되었습니다.

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