Das AR/VR-Patent von Microsoft schlägt die Verwendung eines zeitmultiplexten Resonanzantriebs zur Erzeugung einer bipolaren Stromversorgung vor

(Nweon 5. Juli 2023) Mit der Gesichtsverfolgungslösung des XR-Headsets können kleine Bewegungen der Haut des Benutzers erfasst werden. In einer Beispiellösung kann das Headset mit Schaltkreisen für mehrere Sensorantennen ausgestattet sein, die sich an verschiedenen Standorten befinden. Das Antennensignal kann in den LC-Schwingkreis eingespeist und vom LC-Treiber zur Resonanz gebracht werden. Der Ausgang des LC-Resonanzkreises kann in einen Leseverstärker eingespeist werden, um ein geeignetes Signal an den Analog-Digital-Wandler ADC zu liefern, der das erfasste Signal zur weiteren Verarbeitung in den digitalen Bereich umwandeln kann.

Herkömmliche Implementierungen von LC-Resonanzantriebsschaltungen erfordern jedoch möglicherweise relativ hohe Leistungspegel im Vergleich zu typischen Batterien in tragbaren Geräten. Denn die Amplitude des Abtastsignals des LC-Resonanzkreises sollte so groß wie möglich sein, um den Gesamtdynamikbereich und die mögliche Auflösung während des Analog-Digital-Umwandlungsprozesses zu maximieren.

Da es sich bei Induktoren außerdem um sperrige Komponenten in Schaltkreisen handelt, sollte die Gesamtzahl der im gesamten System verwendeten Komponenten reduziert werden, um einen kompakten Formfaktor zu erreichen.

Zur weiteren Optimierung schlug Microsoft in einer Patentanmeldung mit dem Titel „Zeitmultiplex-Resonanzantriebsschema zur Erzeugung von Versorgungen mit doppelter Polarität“ vor, dass ein Zeitmultiplex-Resonanzantriebsschema zur Erzeugung bipolarer Stromversorgungen verwendet werden kann.

Der LC-Resonanzantriebskreis muss nicht ständig laufen, er muss nur in einem bestimmten Arbeitsmodus laufen. Wenn der Sensor beispielsweise in einem HF-Gesichtserkennungsschema das Erfassungssignal erfasst, kann der LC-Resonanzantriebskreis in einem Zeitraum aktiviert werden, und in einem anderen Zeitraum kann der Induktor für die erzeugte bipolare Stromversorgung wiederverwendet werden , wobei ein Zeitmultiplexschema von Induktoren verwendet wird. Das Zeitmultiplexverfahren trägt dazu bei, dasselbe Schaltungsmodul wie der Halbbrückenresonator zu nutzen.

Herkömmliche LC-Resonanzantriebsschaltungen für Sensorlösungen erfordern höhere Versorgungsspannungen, da die Amplitude des erfassten Signals so groß wie möglich sein sollte, um eine höhere Auflösung zu erreichen. Daher glaubt Microsoft, dass ein zeitmultiplextes resonantes Antriebsschema zur Erzeugung einer bipolaren Stromversorgung eine der besten Möglichkeiten zur Implementierung des Sensors sein könnte.

Das erste in Abbildung 1 gezeigte System 100 verwendet ein zeitmultiplextes Resonanzantriebsschema, um bipolare Leistung in einem LC-Resonanzkreis zu erzeugen, und kann in HF-Gesichtserkennungsanwendungen verwendet werden. Wie in der Figur gezeigt, umfasst das System 100 eine Batterie 110, eine Gleichstromquelle 112, einen ersten Kondensatorkreis 120, einen zweiten Kondensatorkreis 122, einen dritten Kondensatorkreis 124, einen Induktorkreis 130, einen ersten Diodenkreis 140 und a zweite Diode. Schaltung 142, Antenne 150, Erfassungskondensator 152, Multiplexer MUX 160, Treiberschaltung 170 und Steuerschaltung 180. Die Antenne 150 kann an verschiedenen Stellen des tragbaren MR-Geräts positioniert sein, beispielsweise am tragbaren Rahmen 190.

Batterie 110 ist zwischen Knoten N9 und Knoten NO gekoppelt, um die entsprechende Batteriespannung für die VM von Knoten N9 bereitzustellen. Die Gleichstromquelle 112 ist zwischen Knoten N6 und Knoten NO gekoppelt und stellt die Spannung VCC am Knoten N6 bereit. Eine erste kapazitive Schaltung 120 ist zwischen Knoten N1 und Knoten NO gekoppelt und mit C1 bezeichnet. Die zweite Kondensatorschaltung 122 ist zwischen den Knoten N2 und den Knoten NO gekoppelt, der auf C2 eingestellt ist. Eine dritte kapazitive Schaltung 124 ist zwischen Knoten N9 und Knoten NO gekoppelt und mit C3 bezeichnet.

Induktiver Schaltkreis 130 ist zwischen Knoten N3 und Knoten N4 gekoppelt und mit l bezeichnet. Eine erste Diodenschaltung 140 ist zwischen Knoten N3 und Knoten N1 gekoppelt und mit D1 bezeichnet. Eine zweite Diodenschaltung 142 ist zwischen Knoten N2 und Knoten N3 gekoppelt und mit D2 bezeichnet. Die Antenne 150 ist mit dem Knoten N5 verbunden und weist eine charakteristische Kapazität auf, die dem Erfassungskondensator 152 entspricht.

Der induktive Kondensator 152 ist zwischen Knoten N5 und Knoten NO gekoppelt und mit CS bezeichnet. Der MUX 160 umfasst einen Eingangsanschluss am Knoten N3, einen ersten Ausgangsanschluss am Knoten N5, einen zweiten Ausgangsanschluss am Knoten N6, einen dritten Ausgangsanschluss am Knoten N0, einen ersten Stromanschluss am Knoten N1 und einen ersten Stromanschluss am Knoten N2 Stromanschluss und Steueranschluss am Knoten N7.

Die Treiberschaltung 170 umfasst einen Ausgangsanschluss von Knoten N4, einen ersten Stromanschluss von Knoten N9, einen zweiten Stromanschluss von Knoten NO und einen Steueranschluss von Knoten N8. Die Steuerschaltung 180 umfasst einen ersten Eingangsanschluss am Knoten N1, einen zweiten Eingangsanschluss am Knoten N2, einen dritten Eingangsanschluss am Knoten N3, einen ersten Ausgangsanschluss am Knoten N7, einen zweiten Ausgangsanschluss am Knoten N8 und einen dritten Ausgangsanschluss am Knoten N10.

MUX 160 arbeitet mit der Ansteuerschaltung 170 zusammen, um die Lade- und Entladezeit der Induktorschaltung 130 am Knoten N3 effektiv mit der Antenne 150 am Knoten N7, der Gleichstromversorgung 112 am Knoten N6 oder der Schaltungsmasse am Knoten Nr. zu multiplexen .

Der Erkennungskondensator 152 wird als Kondensator mit einem variablen Kapazitätswert CS dargestellt, der zwischen Knoten N5 und Knoten NO gekoppelt ist. Obwohl als physische kapazitive Komponente dargestellt, entspricht die Erfassungskapazität 152 der charakteristischen Kapazität der Antenne 150. Da sich die Antenne physisch auf dem tragbaren Rahmen 900 befindet, variiert der tatsächliche Kapazitätswert der Antenne je nach Nähe zur Haut des Benutzers.

Der induktive Schaltkreis 130 ist effektiv in Reihe zwischen dem Ausgang des Treiberschaltkreises 170 und der Antenne 150 geschaltet. Vom Knoten N4 über den Induktorkreis 130 bis zum Erfassungskondensator 152 kann der LC-Filterkreis identifiziert werden.

Die Controller-Schaltung 180 kann als Mikrocontroller-Einheit MCU implementiert werden. Die MCU kann über Software- oder Firmware-Anweisungen konfiguriert werden und steuert den Betrieb der Schaltung 100 gemäß einem Zeitmultiplexschema. Die Lösung umfasst drei Grundmodi: Laden in positiver Richtung (erster Modus), Laden in negativer Richtung (zweiter Modus) und Betrieb der Antenne als Sensor zur Gesichtsbewegungserkennung (dritter Modus).

Im ersten Modus aktiviert die Steuerschaltung 180 die erste Konfiguration der Ansteuerschaltung 170 durch das zweite Steuersignal SW_CTL2. Das zweite Steuersignal koppelt Knoten N4 mit Knoten N9, so dass Knoten N4 effektiv der Batteriespannung VM entspricht.

Auch in diesem ersten Modus pulsiert die Steuerschaltung 180 das erste Steuersignal SW_CTL1, um die erste Schalterkonfiguration des MUX 160 zu modulieren, die den Knoten N3 selektiv mit dem Knoten über den dritten Schalterkreis im MUX 160 NO koppelt. Während der Hochimpulsperiode ist die Schaltung, die den Knoten N3 mit dem Knoten NO verbindet, geerdet, was dazu führt, dass sich die Induktorschaltung 130 vom Knoten N4 zum Knoten N3 in die positive Richtung auflädt.

Während der Puls-Low-Periode ist der Knoten N3 vom Knoten NO entkoppelt und der Speicherstrom vom Induktorkreis 130 fließt durch den ersten Diodenkreis 140 und überträgt die Ladung auf den ersten Kondensatorkreis 120 (C1). Im Laufe der Zeit führen die wiederholten Impulse zu einer Ladungsansammlung auf der ersten Kondensatorschaltung 120 (C1), die ausreicht, um eine positive Versorgungsspannung VDD am Knoten N1 zu erzeugen.

Während des zweiten Modus aktiviert die Steuerschaltung 180 die zweite Antriebskonfiguration der Antriebsschaltung 170 durch das zweite Steuersignal SW_CTL2. Das Steuersignal koppelt den Knoten N4 mit dem Knoten NO, so dass der Knoten N4 effektiv der Schaltungsmasse entspricht.

Darüber hinaus moduliert der Controller-Schaltkreis 180 im zweiten Modus die zweite Schalterkonfiguration für den MUX 160 über das erste Steuersignal SW_CTL1 pulsweise, und der Schalter schaltet selektiv den Knoten N3 über den zweiten Schalter-Schaltkreis im MUX 160, der mit dem Knoten gekoppelt ist N6. Während der Hochimpulsperiode ist der Knoten N3 am Knoten N6 mit der Gleichstromquelle 112 gekoppelt, was dazu führt, dass sich die Induktorschaltung 130 in negativer Richtung vom Knoten N3 zum Knoten N4 auflädt.

Während der niedrigen Periode des Impulses ist der Knoten N3 vom Knoten N6 entkoppelt und der Speicherstrom vom Induktorkreis 130 fließt durch den zweiten Diodenkreis 140 und liefert Ladung an den zweiten Kondensatorkreis 122 (C2). Im Laufe der Zeit führen die wiederholten Impulse zu einer Ladungsansammlung auf der zweiten Kondensatorschaltung 122 (C2), die ausreicht, um eine negative Versorgungsspannung VSS am Knoten N2 zu erzeugen.

Im dritten Modus wählt die Steuerschaltung 180 die dritte Schalterkonfiguration für den MUX 160 über das erste Steuersignal SW_CTL1 aus. Der Schalter koppelt den Knoten N3 über einen ersten Schaltkreisschalter im MUX 160 mit dem Knoten N5.

Auch im dritten Modus aktiviert die Steuerschaltung 180 selektiv die Antriebsschaltung 170 durch das zweite Steuersignal SW_CTL2. Das zweite Steuersignal pulsiert den Modulationsknoten N4, der zwischen Knoten N9 und Knoten NO gekoppelt ist. In diesem dritten Modus ist der induktive Schaltkreis 130 mit der Antenne 150 und ihrem charakteristischen Erfassungskondensator 152 (CS) gekoppelt und bildet einen LC-Resonanzkreis.

Durch Pulsmodulation der Kopplung von Knoten N4 zwischen Knoten N9 und Knoten NO wird der LC-Resonanzkreis angeregt, am Knoten N3 ein beobachtbares Schwingungssignal zu erzeugen, das zur Gesichtsverfolgung verwendet werden kann. Die zuvor im ersten und zweiten Modus erzeugten dualen Versorgungsspannungen (VDD, VSS) werden zum Betrieb verschiedener Schaltkreise verwendet, während im dritten Modus der LC-Resonanzkreis angeregt wird. Basierend auf den High-Q-Resonanzeigenschaften des LC-Filters entspricht das Einschwingverhalten dem Wechselstromsignal am Knoten N3.

Die Steuerungsschaltung 180 kann so konfiguriert sein, dass sie das erfasste Signal vom Knoten N3 erfasst, das dann als digitales Signal an Knoten N10 an andere Systeme zur weiteren Verarbeitung weitergeleitet werden kann. Aufgrund der hohen Güte des LC-Filters kann das erfasste Signal eine erhebliche Spitze-zu-Spitze-Spannung aufweisen. Daher sind möglicherweise zusätzliche Schaltkreise erforderlich, um die Signalgröße zu verkleinern, bevor sie von der Steuerschaltung 180 ausgewertet wird.

Abbildung 1 zeigt eine Dual-Purpose-Induktorkonfiguration, die sowohl zur Erzeugung einer Gleichspannungsversorgung als auch als DC-AC-Wandler für die HF-Gesichtsbewegungserkennung verwendet wird und für tragbare Systeme mit Batteriestrom geeignet ist.

Microsoft gibt an, dass das vorgeschlagene System einen LC-Filter (oder Resonator) mit einem hohen Qualitätsfaktor umfasst, wobei der LC-Filter einen Reiheninduktionskreis in Kombination mit einem Erfassungskondensator verwendet, der aus der Erfassungsantenne des Benutzers und der Gesichtshaut besteht. Der LC-Filter ist so konfiguriert, dass er die Wechselspannung der Wechselstromquelle auf die Resonanzfrequenz des Hochfrequenz-Gesichtsverfolgungssystems verstärkt.

Ein wichtiger Aspekt des beschriebenen Schemas besteht darin, dass das Gesichtsverfolgungssystem von einer geringeren Schaltungskomplexität profitiert.

Die Resonanzfrequenz des LC-Filters ändert sich, wenn sich die Kapazität der Antennenerfassung ändert, die sich mit der Gesichtsbewegung relativ zur Antennenposition ändert. Bei einer gegebenen festen Eingangsfrequenz ändern sich Verstärkung und Phase des LC-Filter-Ausgangssignals als Funktion der erkannten Kapazitätsänderung. Aufgrund der Spitzenverstärkung und des hohen Q bei der Resonanzfrequenz des LC-Filters können sehr große Ausgangssignale mit relativ kleinen Eingangssignalen erreicht werden.

Das in Abbildung 2 gezeigte zweite System 200 verwendet ein zeitmultiplextes Resonanzantriebsschema, um bipolare Leistung in einem LC-Resonanzkreis zu erzeugen, und kann in HF-Gesichtserkennungsanwendungen verwendet werden. Wie in der Figur gezeigt, umfasst das System 200 eine Batterie 110, eine Gleichstromquelle 112, einen ersten Kondensatorkreis 120, einen zweiten Kondensatorkreis 122, einen dritten Kondensatorkreis 124, einen Induktorkreis 130, einen ersten Diodenkreis 140 und a zweite Diode. Schaltung 142, Multiplexer MUX 160, Treiberschaltung 170 und Controllerschaltung 180.

Im Vergleich zu Abbildung 1 umfasst das System von Abbildung 2 zwei Komparatoren CP1 und CP2 sowie drei Spannungsteiler oder Skalierungsschaltungen (212, 214 und 216). Die erste Spannungsteilerschaltung 212 umfasst zwei Widerstände R1, R2, die zwischen dem Knoten N1 und dem Knoten NO in Reihe geschaltet sind, und der Ausgang der ersten Spannungsteilerschaltung entspricht dem Knoten N21.

Der erste Komparator CP1 umfasst einen invertierenden Eingang (-), der mit dem Knoten N21 verbunden ist, einen nicht invertierenden Eingang (+), der mit dem Knoten N22 verbunden ist, und einen Ausgang, der mit dem Knoten N23 verbunden ist. Die zweite Spannungsteilerschaltung 214 umfasst zwei Widerstände R3, R4, die in Reihe zwischen Knoten N2 und Knoten NO geschaltet sind, wobei der Ausgang der zweiten Spannungsteilerschaltung dem Knoten N24 entspricht.

Der zweite Komparator CP2 umfasst einen invertierenden Eingang (-), der mit dem Knoten N24 verbunden ist, einen nicht invertierenden Eingang (+), der mit dem Knoten N25 verbunden ist, und einen Ausgang, der mit dem Knoten N26 verbunden ist. Die dritte Spannungsteilerschaltung 216 umfasst zwei Widerstände R5, R6, die in Reihe zwischen Knoten N3 und Knoten NO geschaltet sind, wobei der Ausgang der zweiten Spannungsteilerschaltung dem Knoten N27 entspricht.

Die obige Spannungsteilerschaltung ist so konfiguriert, dass sie die Spannung vom entsprechenden Eingangsknoten auf einen geeigneten Wert für die weitere Verarbeitung reduziert. Beispielsweise erfasst eine erste Spannungsteilerschaltung, die aus den Widerständen R1 und R2 besteht, die Spannung am Knoten N1 und erzeugt eine skalierte Version der am Knoten N21 erfassten Spannung.

In ähnlicher Weise erfasst die zweite Spannungsteilerschaltung, bestehend aus den Widerständen R3 und R4, die Spannung am Knoten N2 und erzeugt eine skalierte Version der erfassten Spannung am Knoten N24, während die dritte Spannungsteilerschaltung, bestehend aus den Widerständen R5 und R6, die Spannung am Knoten N3 erzeugt wird erfasst und eine skalierte Version der erfassten Spannung des Knotens N27 wird erzeugt.

Die Komparatoren CP1 und CP2 sind so konfiguriert, dass sie erkennen, wann die entsprechende Spannung an ihrem Eingang die Zielspannung erreicht. Beispielsweise ist der erste Komparator CP1 so konfiguriert, dass er die Abtastspannung des Knotens N21 mit der ersten Referenzspannung REFH vergleicht und am Knoten N23 ein Signal erzeugt.

Konfigurieren Sie auf ähnliche Weise den zweiten Komparator CP2, um die Abtastspannung des Knotens N24 mit der zweiten Referenzspannung REFL zu vergleichen und ein Signal am Knoten N26 zu erzeugen.

Die Steuerschaltung 180 verwendet die Signale von den Knoten N23 und N26 als Eingaben, um die Ladezeit und den Arbeitszyklus der Induktorschaltung 130 zu steuern.

Der Ausgang der dritten Spannungsteilerschaltung 216 ist mit dem Eingang der Steuerschaltung 180 am Knoten N27 gekoppelt dargestellt. Dieser Eingang entspricht einer skalierten Version der erfassten Spannung am Knoten N3. Im Betrieb kann die Spannung am Knoten N3 die Reaktion eines LC-Resonanzkreises darstellen, beispielsweise des LC-Resonanzkreises, der aus einer Induktivität 130 und einem Erfassungskondensator 152 besteht, wie in Fig. 1 gezeigt. Die am Knoten N27 gemessene Reaktion des LC-Resonanzkreises kann durch den ADC 184 in der Steuerschaltung 180 in einen digitalen Wert umgewandelt werden.

Die detaillierte Implementierung der Treiberschaltung 170 ist auch in Abbildung 2 dargestellt, die einen Logikblock 172, einen Gate-Treiberblock 174, einen Feldeffekttransistor M1 und einen Feldeffekttransistor M2 umfasst. Der Logikblock 172 umfasst einen mit dem Knoten N8 verbundenen Eingangsanschluss und ein Paar Ausgänge, die mit dem Gate-Treiberblock 174 verbunden sind. Der Gate-Treiberblock 177 umfasst einen ersten Ausgang (VGH), der mit dem Gate von FET M1 gekoppelt ist, und einen zweiten Ausgang (VGL), der mit dem Gate von FET M2 gekoppelt ist.

FET M1 umfasst sowohl einen Drain, der mit dem Knoten N9 verbunden ist, als auch eine Source, die mit dem Knoten N4 verbunden ist. Der FET M2 umfasst sowohl einen Drain, der mit dem Knoten N4 gekoppelt ist, als auch eine Source, die mit dem Knoten NO gekoppelt ist. Im Betrieb kann das Signal am Knoten N8 ein einzelnes Steuersignal oder mehrere Steuersignale darstellen, die den Zeitpunkt und den Arbeitszyklus des Ladens des Induktors durch die Ansteuerschaltung 170 steuern.

Abbildung 3 zeigt das Übergangsverhalten für ein beispielhaftes zeitmultiplexiertes Resonanzantriebsschema, wie z. B. das für die Abbildungen verwendete Beispielsystem. 3 umfasst die Spannungswellenformen der Dual-Stromversorgungen (VDD, VSS), die High- und Low-Gate-Steuersignale (VGH, VGL) der Treiberschaltung 170, die ersten und zweiten Schaltersteuersignale der Multiplexschaltung 160 und den Fluss Im Induktorkreis 130 ist die aktuelle Wellenform des Stroms zu sehen.

Abbildung 4A zeigt den ersten Teil des Betriebs eines dritten beispielhaften zeitmultiplexten Resonanzantriebsschemas zur Erzeugung bipolarer Leistung in einem LC-Resonanzkreis.

Abbildung 4B zeigt den zweiten Teil des Betriebs des dritten beispielhaften zeitmultiplexierten Resonanzantriebsschemas zur Erzeugung bipolarer Leistung in einem LC-Resonanzkreis.

Die Abbildungen 2, 4A und 4B stellen den ersten Feldeffekttransistor und den zweiten Feldeffekttransistor dar, einschließlich Feldeffekttransistoren vom n-Typ. Bipolare Versorgungen (VDD, VSS) können durch den Betrieb der Treiberschaltung 170 als Halbbrückenresonator erzeugt werden, wobei zwei Schalter durch den Betrieb eines Multiplexers mit einer Gleichspannungsquelle und Masse verbunden sind.

Anfänglich speichert der Kondensator C1 oder C2 möglicherweise keine Ladung, sodass die Versorgungsspannungen VDD und VSS an den Knoten N1 und N2 möglicherweise nicht den Anforderungen entsprechen. Der Komparator CP1 vergleicht die Spannung des Knotens N1 mit der positiven Referenzspannung REFH über den Ausgang des ersten Spannungsteilers (R1, R2) des Knotens N21 und erzeugt einen Komparatorausgang am Knoten N23.

Der Komparator CP2 (über den Ausgang des zweiten Spannungsteilers (R3, R4) am Knoten N24 vergleicht die Spannung am Knoten N2 mit der negativen Referenzspannung REFL und erzeugt einen Komparatorausgang am Knoten N26.

Die Steuerschaltung 180 wertet die Spannungen der Knoten N23 und N26 aus, um festzustellen, ob die Spannung nicht dem erwarteten Wert entspricht, und erzeugt ein oder mehrere Steuersignale, um den Ladevorgang des Netzteils zu starten.

Wie in Abbildung 4A gezeigt, wird der High-Side-FET M2 des Halbbrückenresonators aktiviert, wenn die Stromversorgung VDD am Knoten N1 zu niedrig ist (wenn VGH hoch ist), während der Low-Side-FET M2 deaktiviert ist. Dadurch wird eine positive Stromversorgung erzeugt. Das Steuersignal wird dann verwendet, um den Schaltkreis 464 zu steuern, um den Knoten N3 des Induktorkreises 130 mit dem Knoten N0 zu verbinden.

Wenn sich der Schaltkreis 464 im geschlossenen Zustand befindet, fließt Strom von der Batterie VM durch den Ansteuerkreis in den Induktorkreis 130 am Knoten N4. Der Knoten N3 ist über den Schaltkreis 464 mit der Schaltungsmasse am Knoten NO verbunden Der Induktorkreis 130 speichert den Strom effektiv in Vorwärtsrichtung.

Wenn sich der Schaltkreis 464 in einem offenen Schaltkreiszustand befindet, fließt die im Strom des Induktorkreises 130 gespeicherte Energie über den Diodenkreis D1 zum Knoten N1, wo der Kondensator C1 Ladungen speichert und die Versorgungsspannung VDD entsprechend erhöht. Über mehrere Zyklen dieser Modulation erhöht sich der Wert der positiven Versorgungsspannung VDD, bis der gewünschte positive Spannungspegel erreicht ist und der Komparator CP1 auslöst, um der Steuerschaltung 180 mitzuteilen, dass der gewünschte Pegel erreicht wurde. Sobald die positive Versorgung VDD den gewünschten Wert erreicht, wird der High-Side-Schalt-FET M1 der Treiberschaltung 170 durch die Steuerschaltung 180 deaktiviert.

Wie in Abbildung 4B dargestellt, wird der Low-Side-FET M2 des Halbbrückenresonators aktiviert, wenn die Leistung VSS am Knoten N2 zu hoch ist, während der High-Side-FET M1 deaktiviert ist, was zu einer negativen Stromversorgung führt. Das Steuersignal wird dann verwendet, um den Schaltkreis 462 auf die Gleichstromquelle von Knoten N3 bis Knoten N6 der Induktorschaltung 130 oder VCC zu modulieren.

Wenn sich der Schaltkreis 462 im geschlossenen Zustand befindet, fließt Strom von der Gleichstromquelle VCC am Knoten N6 durch den Induktorkreis 130 am Knoten N3, wobei der Knoten N4 über den Treiberkreis 170 mit der Schaltungsmasse am Knoten NO verbunden ist und der Induktorkreis 130 effektiv umkehrt Lagerung.

Wenn sich der Schaltkreis 462 im Leerlaufzustand befindet, fließt der Speicherstrom im Induktorkreis 130 vom Erdungsknoten NO und erreicht den Knoten N3 über den Kondensator C2 und den Diodenkreis D1. Im Knoten N3 wird die Energie der Induktivität auf den Kondensator C2 übertragen, wodurch die Versorgungsspannung VSS reduziert wird.

Über mehrere Zyklen dieser Modulation nimmt der Wert der negativen Versorgungsspannung VSS ab, bis der erforderliche negative Spannungsversorgungspegel erreicht ist und der Komparator CP2 auslöst, um der Steuerschaltung 180 mitzuteilen, dass der erforderliche Pegel erreicht wurde. Sobald die negative Versorgung VSS den gewünschten Wert erreicht hat, wird der Low-Side-Schalt-FET M2 der Treiberschaltung 170 durch die Steuerschaltung 180 deaktiviert.

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Die Microsoft-Patentanmeldung mit dem Titel „Time-multiplexing resonant drive scheme to generation dual polarity distributions“ wurde ursprünglich im Dezember 2021 eingereicht und kürzlich vom US-Patent- und Markenamt veröffentlicht.

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